基于DSP的并联型有源电力滤波器的研究硕士论文

基于DSP的并联型有源电力滤波器的研究

姓名：丁海波申请学位级别：硕士专业：电力电子与电力传动指导教师：李含善;任永峰

20060601

摘 要

有源电力滤波器是抑制电网谐波的有效措施之一。并联型有源电力滤波器可较好地补偿电流型谐波源产生的谐波。本文基于瞬时无功功率理论的ip-iq方法, 利用数字信号处理器(Digital Signal Processor — DSP)实现了谐波电流的检测,并对并联型有源电力滤波器的控制方法进行了研究。

本文首先介绍了电能质量控制技术及并联型有源电力滤波器的研究背景，然后分析了并联型有源电力滤波器的系统结构和基本工作原理。在瞬时无功功率理论的基础上研究了该理论的检测方法，对并联型有源电力滤波器的主电路和基于DSP的全数字控制系统的软件和硬件进行了设计，并提出了一种适合在定点DSP上实现的定时比较PWM算法。最后,利用MATLAB提供的电力系统仿真工具箱对并联型有源电力器进行了整个系统的建模和仿真分析。

仿真和实验结果表明,基于DSP的全数字控制系统硬件和软件结构设计合理，它可以实现对谐波电流的实时准确的检测；谐波检测中所采用的基于动态循环缓存的平均值数字低通滤波器,可以满足检测要求并易于实现；并联型有源电力滤波器补偿性能良好，所提出的定时比较PWM的算法简单快速而有效，适合在定点DSP上使用。

关键词：谐波，并联型有源电力滤波器，瞬时无功功率理论，DSP

内蒙古工业大学科研基金资助项目（ZD200413）

Abstract

As one of the most effective means to eliminate harmonics, Active Power Filter can compensate dynamically power system harmonics. Shunt active power filter (SAPF) is very fit to compensate current source harmonics. The ip-iq harmonics detection method based on the instantaneous reactive power theory is finished, and fully-digital control method of SAPF is studied by means of digital signal processor (DSP).

Firstly the research background of the power quality control and shunt active power filter is introduced, and then the system configuration and basic operation principles are discussed.After that, instantaneous reactive power theory is researched; software and hardware of the fully-digital control system based on DSP are designed and achieved. Besides, a novel implementation algorithm of time compare pulse width modulation is proposed on fixed-point DSP. At last the simulation models are built up by the Simpowersystems toolbox of Matlab.

The result of simulation and test shows that the shunt active power filter can compensate the current harmonics drawn by current type harmonics source; software and hardware structure of the fully-digital control system based on DSP is designed, which can validly detect harmonics from load current; In harmonic detecting a new digital average filter based on dynamic loop cache is adopted, which is prone to complete on fixed-point DSP and can meet detection requirement; with less time consumption and better performance, the detailed control algorithm and performance of time compare pulse width modulation is fit to program on DSP.

Keywords：Harmonics；Shunt active power filter；Instantaneous reactive power

theory；DSP

This project is funded by Science Foundation of Inner Mongolia University of Technology (ZD200413)

原 创 性 声 明

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第一章 绪论

第一章 绪论

当今，电能是一种使用最为广泛的能源，其应用程度是衡量一个国家发展水平的主要标志之一。随着科学技术的发展，人类社会对电能的需求日益增加，同时对电能质量的要求也越来越高。但是由于电力电子装置的广泛应用，使得电网中的谐波含量大量增加，谐波电流和无功电流的大量注入使电网的安全运行和电气设备的正常使用受到严重威胁[1,2]。

有源电力滤波器（Active Power Filter－APF）是一种动态抑制谐波和补偿无功的新型电力电子装置，它能对频率和大小都发生变化的谐波和无功进行补偿。传统的有源电力滤波器主要采用模拟控制，但模拟控制存在电路复杂、控制性能差、易受环境干扰等缺点。近年来，随着高速数字信号处理器DSP的出现及其性价比日益提高，有源电力滤波器的数字控制方案越来越受到重视。因此，本文就基于DSP的并联型有源电力滤波器进行了设计和研究。

1.1 电网的谐波危害及其抑制技术

1.1.1 谐波的概念

电力系统中存在的谐波并不是一个新的问题，早已引起了人们的注意和研究。随着电力电子技术的迅速发展，在现代工业企业和运输部门中，非线性电力负荷在大量的应用，严重地恶化了电力生产环境，谐波已成为污染电力环境的公害，因此引起世界各国的关心和重视。 简单来讲，谐波就是一种频率为基波整数倍的系列正弦波。国际上公认的谐波含义为:“谐波是一个周期电气量的正弦波分量，其频率为基波频率的整倍数”。在国际电工标准和国际大电网会议(CIGRE)的文献中，对谐波都有明确的定义:“谐波分量为周期量的傅里叶级数中大于1的h次分量”。对谐波次数h的定义则为:“以谐波频率和基波频率之比表达的整数”。IEEE标准中定义为:“谐波为一周期波或量的正弦波分量，其频率为基波频率的整倍数” [3,4] 。本论文中所提到的谐波，均指基波频率整数倍数的谐波。

1.1.2 谐波的产生及其危害

目前，在现代工业中，电力系统的波形畸变主要来源于两大因素。一是非线性负载带来的谐波；另一是大量使用的电力电子装置产生的谐波。随着电力电子装

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置在工业、民用中日益广泛的应用，已成为现在世界各国的电力系统谐波的主要来源。

近年来，各种电力电子装置的应用使得公共电网的谐波污染日趋严重，由谐波引起的各种故障和事故也不断发生，谐波危害的严重性才引起人们高度的关注。

[5]

谐波对公共电网和其它系统的危害大致有以下几个方面:

1) 谐波使电网损耗增加。

谐波使公共电网中的元件产生了附加的谐波损耗，降低了发电、输电及用电设备的效率，大量的3次谐波流过中性线时会使线路过热甚至发生火灾。 2) 谐波使电能利用率下降。

谐波的存在使得电网中无功功率增加，导致电流增大和视在功率增加，这些无功功率将在能量循环中产生无谓的损耗，从而使发电机、变压器及其它电气设备容量和导线容量增加。 3) 谐波使电网的可靠性下降。

在电力系统中为了补偿负载的无功功率，提高功率因数，常在负载处装设并联电容器。此外，为了滤除谐波，也会装设由电容器和电抗器组成的滤波器。在工频下，这些电容器的容抗比系统的感抗大得多，不会产生谐振。但对谐波频率而言，系统感抗大大增加而容抗大大减小，就可能产生并联谐振或串联谐振。这种谐振会使谐波电流放大几倍甚至数十倍，会对系统，特别对电容器和与之串联的电抗器形成很大的威胁，甚至引起严重事故。 4) 谐波对电网上电气设备的干扰。

谐波会影响各种电气设备的正常工作。谐波电流产生的脉动转矩会引起电机的机械振动和噪声，这些将缩短电机的寿命，情况严重时甚至会损坏电机。电力系统中的谐波会改变保护继电器的性能，引起误动作或拒绝动作。 5) 谐波对计算机通信系统、自动控制设备的干扰。

谐波干扰会引起通信系统的噪声，降低通话的清晰度，干扰严重时会引起信号的丢失。谐波还会引起自动控制系统的误动作，干扰计算机的正常运行。

1.1.3 谐波治理的主要手段

由上述可知谐波危害十分严重，解决电力电子装置和其它谐波源的谐波污染问题，基本有两个方向的思路：一是对电力电子装置本身进行改造，如采用多重化技术、PWM整流技术以及功率因数校正技术等，这当然只适用于作为主要谐波源

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第一章 绪论

的电力电子装置；另一条是装设谐波补偿装置来补偿谐波，这对各种谐波源都是适用的

[1,5]

。谐波补偿装置可分为无源滤波器和有源电力滤波器。

1、无源滤波器。针对谐波问题，传统方法是采用LC滤波器。它是由电容器、电抗器和电阻器适当组合而成的滤波装置，与谐波源并联，起旁路滤波的作用。LC滤波器具有结构简单、设备投资少、运行费用较低等优点。但这种方法有如下不足：它的补偿特性易受电网阻抗和运行状态的影响，易和系统发生并联谐振，导致谐波放大，使LC滤波器过载甚至烧毁。此外，LC滤波器只能补偿固定频率的谐波，影响补偿效果。

2、有源电力滤波器。目前，谐波抑制的一个重要趋势是采用有源电力滤波器。有源电力滤波器是一种电力电子装置，这种滤波器能对频率和幅值都变化的谐波进行跟踪补偿，且补偿特性不受电网阻抗的影响，既可以对一个谐波和无功源单独补偿，也可以对多个谐波源集中补偿，因而受到广泛的重视。

1.2 有源电力滤波器技术

1.2.1 有源电力滤波器技术的历史及研究现状

早在70年代，有源电力滤波器的基本原理和主电路的拓扑结构就被确定。但由于受当时的技术条件，有源电力滤波器的研制一直处于试验研究阶段。80年代以后，由于新型电力电子器件的出现、PWM控制技术的发展以及日本学者H.Akagi提出的瞬时无功功率理论，有源电力滤波器技术的发展出现了突破。随着微处理器、微控制器和DSP(数字信号处理器)的使用，使得有源电力滤波器在实现复杂逻辑控制功能的同时又能保持合理的价位。这些复杂逻辑控制功能的实现提高了有源电力滤波器的动态性能和稳定性能。

有源电力滤波器在日本、美国、德国等工业发达国家已得到了高度重视和日益广泛的应用。目前，世界上有源电力滤波器的主要生产厂家有日本的三菱电机公司、美国的西屋电气公司、德国的西门子公司等。我国在有源电力滤波器方面的研究起步较晚，近几年进行这方面研究的单位逐渐增加，主要集中在一些高等院校和少数研究机构。从发表的文章看，以理论研究和实验为主，这些研究有的已达到或接近国际先进水平。

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1.2.2 有源电力滤波器的分类

有源电力滤波器首先可分为交流和直流两大类。就目前的应用和研究情况来看，大多数有源电力滤波器是交流的。交流有源电力滤波器可以按照所使用的变流器类型、主电路结构和电源相数进行分类。按所使用的变流器类型可分为CSC（电流型）和VSC（电压型）结构；按与负载连接的拓扑结构可分为并联型、串联型和统一电能质量调节器三种；根据使用的场合电源相数可分为单相、三相三线和三相四线制有源电力滤波器等。

有源电力滤波器的主电路有两种类型的变流器。即电流型PWM变流器和电压型PWM变流器。它的作用是产生非正弦电流来补偿非线性负载的谐波电流。电流型有源电力滤波器虽然有较高的可靠性，但却有较高的损耗。并且，在交流侧需要连接数值较大的电感，在一般场合下使用的较少。电压型有源电力滤波器的主电路在它的直流侧接有一容量较大的电容，装置轻便且特性较好，目前主要使用的均为这种形式。

单独使用有源电力滤波器直流APF串联型APF串联混合型单独使用交流APF并联型APF并联混合型与LC串联统一电能质量调节器串联谐振式注入回路式并联谐振式与LC并联

图1.1 有源电力滤波器分类示意图

1.3 研究并联型有源电力滤波器的现实意义

电力电子技术的快速发展给人们的生产与生活带来巨大的变化，但是同时给电网带来严重污染，影响了供电质量。电力系统中的非线性负载种类繁多，所产生的电能质量问题不尽相同，而不同类型的有源电力滤波器对不同类型非线性负载的补偿特性也不相同。

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第一章 绪论

并联型有源电力滤波器等效为受控电流源，它能够快速跟踪负载谐波电流的变化，而这种特性是由指令电流来控制的。当今，大型整流设备、冶金工业和电力机车等大型的谐波源都是典型的非线性负载。它们在运行时给电网注入了大量的谐波。而这些大型的谐波源一般都采用大电感滤波的电流源谐波负载，适合用并联型有源电力滤波器进行补偿。因此，研究并联型有源电力滤波器有着重要的现实意义。

1.4 有源电力滤波器的控制系统数字化趋势

传统的有源电力滤波器采用的是模拟控制系统，模拟控制不仅电路复杂成本高且控制性能也不佳。为了改善有源电力滤波器的控制性能，有人开始使用单片机对有源电力滤波器进行控制。单片机的应用使有源电力滤波器向数字化迈进了一步，但由于受单片机运算速度，计算精度和控制的实时性都受到了很大影响。

高速DSP（数字信号处理器）的出现使采用数字方法实时计算谐波和无功电流成为现实。非线性负载的电流送入A/D，转换后的信号送入DSP进行处理，得出指令电流信号。接下来的步骤在具体实现上有两大趋势:一种是模拟方法，将DSP计算出的指令电流通过D/A送给外部的电流跟踪控制电路，由电流跟踪控制电路来产生开关PWM信号;另一种是在DSP中实现数字控制算法，通过I/O口或PWM口直接发出开关控制信号。谐波和无功电流的计算由软件的方法实现，这就很好地解决了模拟方法由于元件老化和温漂等因素带来的问题，抗干扰能力也大大增强。DSP芯片的运算能力十分强大，便于实现先进的控制策略、复杂的算法。而且，实现不同的控制算法只需更改软件，这就使得系统变得更加简单和经济。

1.5 基于DSP控制的并联型有源电力滤波器

随着高速DSP的应用越来越广泛，采用DSP来控制有源电力滤波器逐渐成为一种趋势[6]。特别是有的厂家推出了针对电力电子控制应用系列的DSP，可以利用其提供的硬件资源方便的开发出软件，缩短开发周期。 采用DSP来控制有源电力滤波器，主要具有以下优点:

(1)实时性好，运算速度快。由于通常的DSP都具有20MIPS以上的指令执行

速度，用来计算谐波和无功指令电流延迟很小，同时可以在较短的时间内实现复杂的控制算法。而且在计算过程中用到数字低通滤波， DSP可以快

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速方便的实现。

(2)编程方便。DSP系统的可编程芯片可使设计人员在开发过程中灵活方便地

对软件进行修改和升级。同时当前主流的DSP厂家都有相应的软件开发平台，有的已经支持高级语言C语言来进行程序的编写。

(3)稳定性及可重复性好。DSP系统以数字信号处理为基础，受环境温度及噪

声的影响较小，可靠性高，便于测试、调试和大规模生产。

(4)精度高。16位的数字系统可以达到10−5的精度。

(5)集成方便。DSP系统中的数字部件是标准化器件，便于大规模集成。

1.6 本文的主要内容及研究方法

本文的主要研究内容：

1. 研究分析有源电力滤波器的原理、谐波电流检测算法、控制策略等，设计并联

型有源电力滤波器的主电路的参数，并进行仿真分析。

2. 对有源电力滤波器全数字化控制系统的总体方案进行设计，以一片DSP芯片实

现所有的控制环节，这样不仅能提高系统的集成度，降低成本，还能提高控制系统的性能。

3. 进行基于数字信号处理器（DSP）通用芯片 TMS320LF2407A 的处理器

（CPU）有源电力滤波器谐波和无功电流检测电路的系统设计，设计电流跟踪PWM控制算法，并且进行包括信号输入、数模转换及数据处理的硬件电路设计和调试。

4.

进行系统软件设计和调试。通过设计的实验检验谐波检测算法的正确性。

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第二章 并联型有源电力滤波器基本问题的研究

第二章 并联型有源电力滤波器的基本问题研究

2.1 并联型有源电力滤波器的工作原理

并联型有源电力滤波器系统由两大部分组成，即指令电流运算电路和补偿电流发生电路（由电流跟踪控制电路、驱动电路和主电路三个部分构成）。其中，指令电流运算电路的核心是检测出谐波和无功等电流分量，因此有时也称之为谐波和无功电流检测电路。

isesiLCRLic主电路指令电流运算电路非线性负载HPFic*驱动电路电流跟踪控制电路APF图2.1 并联型有源电力滤波器系统构成

基本工作原理是检测补偿对象（即图2.1中非线性负载）的电压与电流，经指令电流运算电路计算得出补偿电流的指令信号，该信号经补偿电流发生电路放大，得出补偿电流。补偿电流与负载电流中要补偿的谐波及无功电流相抵消，得到期望的电源电流。当只补偿负载产生的谐波时，可使补偿电流与负载电流的谐波分量大小相等、极性相反，两者相抵，流入电源的电流即等于负载电流的基波分量，成为正弦波[5]。

上述原理可用如下的一组公式描述：

is=iL+ic （2－1）

iL=iLf+iLh （2－2） ic=−iLh （2－3） is=iL+ic=iLf （2－4）

式中： is—电源电流；iL—负载电流；ic—补偿电流；iLh—负载电流的谐

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波分量；iLf—负载电流的基波分量。

2.2 三相电路谐波电流实时检测方法的现状

目前，常用的谐波电流检测方法有以下几种。用模拟滤波器检测谐波；基于日本学者H.Akagi的瞬时无功功率理论的谐波检测方法[5,7,8]；基于傅立叶变换的谐波检测方法[9]；基于自适应干扰抵消原理的自适应闭环检测方法[10,11]；基于小波变换

[12]

的检测方法和基于神经网络[13,14]的检测方法等。目前在实用的有源电力滤波器

中，基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法应用最多。

2.3 三相电路瞬时无功功率理论

为了准确地补偿谐波，需要实时计算检测信号中的谐波成份。本文采用的谐波信号检测算法是基于瞬时无功功率理论的算法[5]。三相电路的瞬时无功功率理论首先于1983年由赤木泰文提出，此后该理论经不断研究逐渐完善。赤木泰文最初提出的理论亦称p−q理论，是以瞬时有功功率p和瞬时无功功率q的定义为基础的。在瞬时有功电流ip和瞬时无功电流iq为基础的理论体系中，设三相电路各相电压和电流的瞬时值分别为ea、eb、ec和ia、ib、ic，为分析问题方便，把它们变换到两相正交的坐标系中研究。由下面的变换可以得到α、β两相瞬时电压

eα、eβ和α、β两相瞬时电流iα、iβ。

⎡ea⎤

⎡eα⎤⎢⎥

⎢e⎥=C32⎢eb⎥ (2-5) ⎣β⎦⎢⎣ec⎥⎦⎡ia⎤⎡iα⎤⎢i⎥ (2-6) =C⎢i⎥32⎢b⎥β⎣⎦⎢⎣ic⎥⎦

式中， C32

⎡−1−1⎤122⎥=2⎢ (2-7)

3⎢0⎥3−3⎥⎢22⎦⎣

在图2.2所示的α−β平面上，矢量eα、eβ　和iα、iβ。分别可以合成为（旋转）电压矢量e和电流矢量i:

&e=eα+eβ=e∠ϕe (2-8)

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第二章 并联型有源电力滤波器基本问题的研究

&i=iα+iβ=i∠ϕi (2-9)

&&、i为矢量e、i的模。ϕe、ϕi分别为矢量e、i的幅角。 式中，e

三相电路瞬时有功电流ip和瞬时无功电流iq分别为矢量i在矢量e及其法线上的投影。即

ip=i⋅cosϕ (2-10) iq=i⋅sinϕ (2-11)

式中，ϕ=ϕe−ϕi。

βeβiβp

ip

e

iβi

ϕϕe

iβqϕiiαpeαiαq

iαiq

α

图2.2 坐标系中的电压电流矢量

三相电路瞬时有功功率p（瞬时无功功率q）为电压矢量e的模和三相电路瞬时有功电流ip（三相电路瞬时无功电流iq）的乘积。即

p=e⋅ip (2-12) q=e⋅iq (2-13)

把式(2-10)、(2-11)及ϕ=ϕe−ϕi代入式(2-12)、(2-13)中，并写成矩阵形式得出

⎡p⎤⎡eα⎢q⎥=⎢e⎣⎦⎣βeβ⎤⎡iα⎤⎡iα⎤

C=⎥⎢i⎥pq⎢⎥ (2-14)

−eα⎦⎣β⎦⎣iβ⎦

式中，Cpq

⎡eα=⎢⎣eβeβ⎤

⎥ −eα⎦

把式(2-6)、(2-7)代入上式可得出p、q对于三相电压、电流的表达式

p=eaia+ebib+ecic (2-15)

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q=

13[(eb−ec)ia+(ec−ea)ib+(ea−eb)ic] (2-16)

从式(2-16)可以看出，三相电路瞬时有功功率就是三相电路的瞬时功率。

α、β相的瞬时有功电流iαp、iβp（瞬时无功电流iαq、iβq）分别为三相电路瞬

时有功电流ip（瞬时无功电流iq）在α、β轴上的投影，即

iαp=ipcosϕe=

eαe

ip=2α2p (2-17a) eeα+eβip=

eβ22

+eβeαiβp=ipsinϕe=

eβe

p (2-17b)

iαq=iqsinϕe=

eβe

iq=

eβeα+eβ2

2

q (2-17c)

iβq=−iqcosϕe=

由式（2-17）可以得出：

−eα−e

iq=2α2q (2-17d) eeα+eβ222

iα+i=ipβpp (2-18a)

222iα+i=iqβqq (2-18b)

iαp+iαq=iα (2-19a) iβp+iβq=iβ (2-19b)

α、β相的瞬时有功功率pα、pβ（瞬时无功功率qα、qβ）分别为该相瞬时

电压和瞬时有功电流（瞬时无功电流）的乘积，即

pa=eαiαp

2

eα=2p (2-20a) 2

eα+eβpβ=eβiβp=

2eβ22eα+eβp (2-20b)

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第二章 并联型有源电力滤波器基本问题的研究

qa=eαiαq=

eαeβeα+eβ−eαeβ22+eβeα2

2

q (2-20c)

qβ=eβiβq=

由式（2-20）可以得出：

q (2-20d)

pα+pβ=p (2-21) qα+qβ=0 (2-22)

三相电路各相的瞬时有功电流iap、ibp、icp（瞬时无功电流iaq、ibq、icq）是

α、β两相的瞬时有功电流iαp、iβp（瞬时无功电流iαq、iβq）通过两相到三相变

换所得到的结果。即

⎡iap⎤

⎡iαp⎤⎢⎥

⎢ibp⎥=C23⎢⎥ (2-23)

⎢iβp⎦⎥⎣⎢i⎥

⎣cp⎦

⎡iaq⎤

⎡iαq⎤⎢⎥

⎢ibq⎥=C23⎢⎥ (2-24)

⎢⎣iβq⎥⎦⎢i⎥

cq⎣⎦

T

式中，C23=C32

将式（2-17）代入式（2-23）、（2-24）中得：

p

(2-25a) Ap

ibp=3eb (2-25b)

Ap

icp=3ec (2-25c)

A

q

iaq=3(eb−ec) (2-26a)

Aq

ibq=3(ec−ea) (2-26b)

Aq

icq=3(ea−eb) (2-26c)

Aiap=3ea

22

式中，A=(ea−eb)2−(eb−ec)2−(ec−ea)2=2(ea+eb+ec2−eaeb−ebec−ecea)

则由式（2-25）、（2-26）得：

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iap+ibp+icp=0 (2-27a) iaq+ibq+icq=0 (2-27b) iap+iaq=ia (2-28a) ibp+ibq=ib (2-28b) icp+icq=ic (2-29c)

a、b、c各相的瞬时有功功率pa、pb、pc（瞬时无功功率qa、qb、qc）分

别为相应的瞬时电压和瞬时有功电流（瞬时无功电流）的乘积，即

2

pa=eaiap=3ea

pb=ebibppc=ecicpqa=eaiaqqb=ebibqqc=ecicq

由式(2-30)、(2-31)可知：

p

(2-30a) A2p=3eb (2-30b) Ap

=3ec2 (2-30c)

A

p

=3ea(eb−ec) (2-31a)

Ap

=3eb(ec−ea) (2-31b)

Ap

=3ec(ea−eb) (2-31c)

A

pa+pb+pc=p (2-32) qa+qb+qc=0 (2-33)

传统理论中的有功功率、无功功率都是在平均值或向量的意义上定义的，它只适用于电压、电流均为正弦波时的情况。而瞬时无功功率理论中的概念，都是在瞬时值的基础上定义的，它不仅适用于正弦波，也适用于非正弦波和任何过渡的情况。从以上所论述的内容可以看出，瞬时无功功率理论中的概念，在形式上和传统理论非常相似，可以看出这是传统理论的推广和延伸。

2.4 并联型有源电力滤波器的谐波检测方法

并联型有源电力滤波器以三相电路瞬时无功功率理论为基础，计算p（有功功率）、q（无功功率）或ip（有功电流）、iq（无功电流）为出发点即可以得出三相电路谐波和无功电流检测的两种方法，分别称为p−q运算方式，ip−iq方式

[5]

。使用p−q运算方式受电压畸变和三相电压不平衡的影响，检测的误差较大；

12

第二章 并联型有源电力滤波器基本问题的研究

ip−iq方式采用与a相电压同步的正余弦信号来代替p−q运算方式中的电压信号，这样，在三相三线制系统中，运用ip−iq运算方式只需同步采样两相电流信号即可算出三相的谐波电流。将谐波和无功分量反极性后即可作为补偿电流的指令信号。指令电流运算电路原理如图2.3所示。图中ia、ib、ic为负载电流的瞬时值，ea为电源a相电压，LPF为低通滤波器。

eaPLLsin−cosiaibicC32iαiβipCiqLPFipC−1iαfC23LPFiqiβfiaf−+ibf−−+icf+iahibhich图2.3 指令电流运算电路原理框图

其中，

⎡iα⎤⎢i⎥=⎣β⎦

⎡12⎢⎢3⎢0⎢⎣

−1

232

1⎤2⎥⎥3⎥−2⎥⎦−

⎡ia⎤

⎢i⎥＝C

32⎢b⎥

⎢⎣ic⎥⎦⎡ia⎤

⎢i⎥ (2-34) ⎢b⎥⎢⎣ic⎥⎦

⎡ip⎤⎡iα⎤

＝C⎢i⎥⎢i⎥ (2-35) ⎣q⎦⎣β⎦

式中，

⎡sinωt

C=C−1=⎢

⎣−cosωt−cosωt⎤

(2-36)

−sinωt⎥⎦

正弦信号sinωt和余弦信号cosωt可通过查事先存入内存中的正余弦表得到，根据式（2-34）和（2-35）计算出ip、iq，经低通滤波器LPF滤波后得出直流分量

ip和iq，将ip和iq反变换可得到负载电流的基波正序分量。用负载电流减去其基

波分量就可得到负载电流中的谐波分量，该谐波分量反极性后即作为补偿电流的指令电流信号。

即

iah=ia−iaf (2-37a)

ibh=ib−ibf (2-37b) ich=ic−icf (2-37c)

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2.5 并联型有源电力滤波器对不同类型谐波源的补偿特性

电网的谐波污染日益严重，有源电力滤波器因其具有良好的谐波补偿效果而逐渐引起人们的重视。不同类型的APF对同一谐波源的补偿特性不同。产生谐波的谐波源/非线性负载又可分为电流型和电压型，他们注入电网的谐波性质也不一样。并联型有源电力滤波器对这两种类型的谐波源补偿的特性也不一样[15,16。

含有整流电路的电力电子装置在电网中是典型的谐波源。由于整流电路直流侧可以采用电容或电感滤波，而且滤波电容、电感的大小也不一样。因此，它们注入电网的谐波特性也有差异。

直流侧含有大电感滤波的整流电路，如果滤波电感足够大，其直流侧电流保持恒定，具有电流源的特性，它注入电网的谐波电流只由直流侧电流的大小和各半导体器件的切换方式所决定，几乎与交流电压无关，因此，此类负载可以看成是一个理想谐波电流源。当滤波电感不是足够大时，直流侧电流有波动，这时，它注入电网的谐波就不能看成是一个理想的电流源，但仍可将其等效成一个谐波电流源，即一个理想的电流源与一个阻抗Zp并联，如图2.4(a)所示。滤波电感越小，等效阻抗越小，滤波电感越大，等效阻抗也越大。因此，直流侧含有大电感滤波的整流电路属于电流型谐波源。

与电感对应，对于直流侧含有电容滤波的整流电路，因其直流侧电压近似为恒值，并通过各半导体开关器件的切换加到交流侧，因此，此类负载产生的谐波电压是由负载本身的特性决定，基本上与电网的参数无关，有类似电压源的性质，可以用一个理想谐波电压源与一个阻抗Zls串联来等效，如图2.4(b)所示。滤波电容越大，等效阻抗就Zls越小，谐波源特性就越接近理想谐波电压源。当滤波电容足够大时，则可以看成是理想的谐波电压源。因此，直流侧含有大电容滤波的整流电路，本质上属于电压型谐波源。

]

iLhZp

ZLs+-uLh

(a) 电流型谐波源 (b) 电压型谐波源

图2.4 整流电路的谐波源模型

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第二章 并联型有源电力滤波器基本问题的研究

2.5.1 补偿电流型谐波源

并联型有源电力滤波器补偿两种谐波源时的单相等效电路如图2.5的1图所示。

zs+ish+zsishzls+ushich1)电流型谐波源ilpzlpushich2)电压型谐波源uls

图2.5 并联型有源电力滤波器补偿两种谐波源时的单相等效电路

图中，ich表示并联型有源电力滤波器输出的补偿电流。则n次谐波电流为

Ishn=(UshnZlpn+Ilpn−Ichn)(1+ZxnZlpn) (2-38)

当ushn=0时，即电网电压无畸变时，只要ichn=ilpn，则ishn=0。从此可以看出，不论负载是否为理想的谐波电流源，并联型有源电力滤波器均能补偿。所以，并联型有源电力滤波器适合补偿电流型谐波源。

2.5.2 补偿电压型谐波源

并联型有源电力滤波器补偿两种谐波源时的单相等效电路如图2.5的2图所示。当ushn=0时，即电网电压无畸变时，只要对于n次谐波,使并联型有源电力滤波器产生的补偿电流为

Ichn=−UlsnZlsn (2-39)

就能使电源电流ishn=0。因此理论上讲，如果按上式形成其补偿电流指令，并联型APF能补偿电压型谐波源，从而使它注入到电网的谐波电流为零。但是，一般直流侧含有电容滤波的整流电路，虽然不能等效成理想的谐波电压源，但仍然可以看成内阻很小的谐波电压源。因此，补偿此类负载时，并联型APF需要产生的很大补偿电流。要使补偿效果好，则要求提高并联型APF产生谐波电流的能力，使之能产生需要的补偿电流，否则，补偿效果不好。当滤波电容足够大时，负载可以看成是理想谐波电压源，其内阻接近零，这时，需要产生无穷大的补偿电流，这是不可能达到的。综合这些因素，并联型APF不适合补偿直流侧电容滤波的整流电路—电压型谐波源。

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2.6 有源电力滤波器的数字控制方法

以PWM的产生方法区分，有源电力滤波器控制方法有:滞环控制、三角波控制、空间电压矢量控制、无差拍控制、滑模变结构控制等[42,48]。其中滞环控制、三角波控制和空间矢量控制最常用[5,6,17]，下面对它们做简要介绍。

2.6.1 滞环控制

通常由单片机或DSP计算出有源电力滤波器的补偿指令电流，然后将指令电流通过D/A送给外部三角波比较PWM产生电路。其原理为:工作时，把补偿电流指令信号和有源电力滤波器实际产生的补偿电流信号进行比较，当实际电流与指令电流的误差超过滞环时，输出一组PWM信号，控制开关器件的通断，使得误差向相反方向变化。这样误差的范围被限定在正负滞环内。该方法具有硬件电路简单、动态响应快、不需要载波等特点。同时，若滞环的宽度固定，则电流的跟踪误差是固定的。

2.6.2 三角波控制

通常由单片机或DSP计算出有源电力滤波器的补偿指令电流后，一种方法是将指令电流通过D/A送给外部三角波比较PWM产生电路;另一种方法是将主电路实际反馈电流经A/D转换后也送入数字器件内部，利用数字器件内部的定时器产生三角波，采用规则采样技术产生PWM脉冲。其原理为:实际反馈的电流与指令电流的误差经过PI调节后与三角波相减，相减后的值过零时开关进行切换，使得误差向相反方向变化。误差范围虽然没有明确限定，但合理选择PI参数可以使得实际反馈的电流与指令电流的跟踪误差比较小，而且PWM脉冲的频率与三角波频率一致，器件的开关频率是恒定的。

2.6.3 空间矢量控制

这种方法只适用于三相有源电力滤波器，通常由单片机或DSP计算出有源电力滤波器的补偿指令电流后，将主电路实际反馈电流经A/D转换后也送入数字器件内部，根据二者的误差按照一定的算法求出能够减少误差的最优空间矢量。然后，一种方法是将此最优的空间矢量送给外部的PWM产生电路，由外部的PWM电路产生对应的三相PWM信号;另一种方法是利用数字器件内部的空间矢量发生器产

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第二章 并联型有源电力滤波器基本问题的研究

生三相PWM信号。其原理为:令实际电流跟随指令电流目标转化为跟随一个指令电压矢量，根据指令电压矢量所处区间判断选择哪两个基本矢量，然后计算其中各个矢量的占空比以合成指令电压矢量，当有源电力滤波器产生该电压矢量时实际电流与指令电流的误差将被最大限度的减小。其优点是PWM脉冲的频率与空间矢量计算的采样频率一致，器件的开关频率是恒定的。

2.6.4 本文中所用的数字控制方法

通过对以上几种控制方法的介绍，本文最终采用了定时控制的瞬时值比较方式。这种方式不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟，以固定的采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，并根据二者偏差的极性来控制逆变电路开关器件的通断，使被控量跟踪指令信号。由于每个时钟周期电流增量进行判断一次，使得 PWM 信号需要至少一个时钟周期才会变化一次，器件的开关频率最高不会超过时钟频率的一半。这样时钟信号的频率就限定了器件的最高工作频率，从而可以避免器件开关频率过高的情况发生。详细的讨论，见软件的具体实现部分。

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第三章 基于DSP并联型有源电力滤波器的软件设计

3.1 DSP 的开发环境

3.1.1 TI公司DSP软件开发方法

TI 公司的 DSP 产品开发工具比较齐全，可以分别使用汇编语言和 C 语言进行软件开发，也可以使用汇编语言和 C 语言的混合语言进行编程[21~24]。在本设计中采用汇编语言和 C 语言混合编程的方法来实现软件设计 其中复杂的算法用 C 语言实现，而其它直接对应硬件地址的操作用汇编语言实现。软件的开发流程如图3.1所示。从图中可以看出 DSP 的软件开发主要包括下面步骤：编写程序，可以用汇编语言或 C 语言，也可以汇编语言和 C 语言混编；编译生成目标文件；链接生成可执行文件；通过软件调试器进行调试；烧入程序存储器，可以是 DSP 内部的 FLASH存储器，也可以是外部扩展的 SARAM 存储器；脱机运行。

编辑源文件和命令文件汇编使用汇编器生成目标文件链接使用链接器生成可执行代码软件调试器目标格式转换JTAG接口Flash或EPROM编程LF2407A目标系统 图3.1 基于CCS2.2软件的DSP应用开发流程

3.1.2 TI公司CCS2.2开发环境简介

CCS2.2 的全称是 Code Composer Studio of 2.2[24], 此软件环境是 TI 公司开发的针对标准 TMS320 DSP 调试接口的程序调试的集成开发环境IDE(Integrated Development Environment)，运行界面见图3.2 。通过CCS2.2，可以对汇编语言或 C 语言进行调试，也可以进行 C 语言和汇编语言

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第三章 基于DSP并联型有源电力滤波器的软件设计

混合调试。DSP 通过仿真器的 JTAG 口和装有此软件环境的计算机的usb口相连接，和 CCS2.2 进行通信,实现对 DSP 软件的调试。

CCS2.2 支持标准 C 语言的所有数据类型, 提供绝大多数标准 C 语言的库函数，支持浮点数据类型的运算，可以记录以时钟周期为单位的程序段运行时间，便于对核心程序段进行优化，可以观察和修改各变量和 DSP 寄存器的值，监视程序调用和返回的流程，修改数据存储器内的数据单元的值，设置断点，单步或者连续执行 C 语言和汇编语言程序语句， 通过与文件的链接，还可以调试中断服务程序和对端口的操作。

图3.2 CCS2.2软件运行界面

3.2 主程序框架软件的设计

本设计主程序用C语言编写，对于其中实时性要求较高的部分谐波计算子程序和计算PWM程序都采用C2XX汇编语言编程。在各个子程序的入口和出口都考虑到和C语言的兼容性,使子程序能被主程序调用。

主程序void main(void){ 初始化变量；初始化各寄存器；开中断；while(1){ If（A/D转换完成）{调用计算谐波汇编程序；调用控制指令生成程序；调用生成PWM汇编程序； }}}中断函数响应中断1.响应A/D转换结束中断，读取A/D转换结果2.响应cap4中断同步电压，调整相位信息响应cap6中断：启动A/D转换，得到同步的正余弦数值。

图3.3 主程序结构

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3.2.1 主程序流程图

主程序开始关总中断初始化变量和相关寄存器进入锁相启动NoYes初始化cap4，cap6和a/d中断，并开总中断主循环是否有新a/d中断Yes调用谐波计算汇编程序生成PWM开关信号汇编程序NoNo结束程序Yes结束图3.4 主程序流程图

3.2.2 各程序和数据的初始化

1) 各初始化程序 󰂋 DSP工作频率的设定 󰂋 定时器中断的初始化 󰂋 A/D中断的初始化

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第三章 基于DSP并联型有源电力滤波器的软件设计

󰂋 CAP 中断的初始化 󰂋 PWM管脚的初始化 2) 数据的初始化

包括正余弦表数据的初始化、变换矩阵的参数初始化。

3.3 谐波计算子程序

为了保证在每个工频周期都等间隔的采样100 个数据点,系统采用了硬件同步锁相电路,通过电压互感器取得电网a相电压,经过运放整形电路,一部分输入到过零比较器得到与a相同步的方波信号;一部分输入到cd4046锁相环,得到一个与a相电压100倍频的方波信号,作为DSP的cap6捕捉其上升沿,作为A/D的启动信号.对应的同步正弦信号和余弦信号,做成一个数据表存入到DSP中.由于余弦信号和 正弦信号只是差了900(即余弦信号滞后正弦信号 100/4 =25个采样点),所以对应的正余弦表可存成一张表,为了程序的处理方便,表长度设为125,节省了存储空间.由于TMS320LF2407A中小数的表示是用不同的Q值表示,该正余弦表的数据用Q15格式, 对应第n个 采样点的 正弦值 为sintab[n],而余弦值就为sintab[n+25] 。

3.3.1 谐波计算子程序流程图

子程序开始C语言和汇编语言接口保护将采样电流ia，ib，ic进行3/2变换和p/q变换数字低通滤波器进行2/3变换和p/q反变换得到基波分量iaf，ibf，icf相减得到谐波分量，保存结果恢复汇编语言和C语言的接口处理子程序返回 图3.5 谐波计算子程序流程图

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3.3.2 谐波计算软件算法仿真

在DSP2407A上具体实现谐波计算前，先在MATLAB上对软件算法进行了仿真，通过仿真结果和理论分析进行对比，验证了算法的正确性和可行性。具体的实现过程如下：在每个工频周期采样100点，即每点的间隔为pi/50。取三相电流对称但含有5次谐波情况。 swt=sin(n*pi/50);

%正弦同步函数 %余弦同步函数

% a相电流信号

cwt=cos(n*pi/50);

ia=3*sin(n*pi/50)+0.5*sin(n*5*pi/50);

ib=3*sin(n*pi/50-2*pi/3)+0.5*sin(n*5*pi/50+2*pi/3); % b相电流信号 ic=3*sin(n*pi/50+2*pi/3)+0.5*sin(n*5*pi/50-2*pi/3); % c相电流信号

ip=0.8165*ia*swt-0.40825*ib*swt-0.7071*ib*cwt+0.7071*ic*cwt-0.40825*ic*swt; iq=0.40825*ib*cwt-0.8165*ia*cwt-0.7071*ib*swt+0.40825*ic*cwt+0.7071*ic*swt;

% ip、iq为经过3－2变换和p－q变换后的电流；

取前300个采样点得到的基波谐波曲线如图3.6和图3.7所示:

图3.6 仿真后得到a相的基波和谐波曲线（曲线1：基波；曲线2:谐波）

通过上面分析可以清楚的看到，在前100个点后，应用瞬时无功功率理论的

ip-iq运算方法可以正确的检测出负载电流中的谐波分量；

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第三章 基于DSP并联型有源电力滤波器的软件设计

图3.7 仿真后得到的ip、iq电流（曲线1：ip；曲线2：iq电流）

从以上仿真图形可以看出和理论的分析结果一致：理论上ip电流应为一直流分量（基波正序有功变换得到）叠加一个六次谐波(五次谐波正序变换得到)；理论上iq电流应为一直流分量叠加一个六次谐波。

3.3.3 数字低通滤波器的选择

在三相三线制电路中,基于瞬时无功功率理论的ip-iq运算方式的基础上,选择合适的低通滤波器,对检测的实时性至关重要[25].APF要求该数字滤波器的截止频率很低,还要求该数字滤波器的动态响应快,延时尽可能小,同时还应该考虑在相应的DSP控制芯片中实现的问题。由于在三相系统中偶次谐波的比重较小,加上硬件条件DSP字长和运算量,FIR比IIR 更加实用和易于实现.特别是平均值滤波器是结构最为简单的FIR滤波器,能使原本复杂的计算大大简化,对其算法进行改进将更加减少计算量,是在三相系统下效果理想的滤波器.因此,本文在谐波检测的指令计算中数字低通滤波器采用改进的基于动态循环缓存的平均值滤波器[26,27,28].下面对两种低通滤波器的效果比较。 1) IIR数字低通滤波器

在谐波电流检测中，如果低通滤波器的阶数较高，则滤波效果好，但动态响应速度慢；阶数如果太低，则动态响应速度较快，而滤波精度较差。在同阶低通滤波器情况下，截止频率越高，则动态响应速度越快，精度越差；反之，截止频率越低，精度会有所提高，但动态响应速度会变慢[29,30。所以综合以上考虑，将滤波器的截止频率选在35Hz，滤波器的阶数为二阶的巴特沃斯滤波器.利用MATLAB/SIMULINK里的Digital Filter Design－IIR直接得到系数,对其滤波效果进行仿真,取信号为ip=2*sin(n*6*pi/50)+5,其滤波后波形见下图3.8。

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]

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2) 改进的平均值滤波器

由于电网中奇次谐波远远高于偶次谐波,假定负载电流中含有k次谐波(k为奇数),对负载电流进行3/2变换和p-q变换后,正序基波对应的旋转向量为直流分量,同时k次谐波对应的旋转矢量角速度为k-1或 k+1。由于k-1和k+1均为偶数,所以滤波器要滤掉这些偶次波。平均值滤波器实质上是一种结构简单的FIR滤波器,滤取直流分量不会产生幅值衰减和相移.它的数学描述如下所示:

Y(n)=(X(n)+X(n−1)+X(n−2)+Λ+X(n−99))/100 ,Y为滤波器的输出值

改进的平均值滤波算法实现效率更优,计算量更小.它不同于传统的平均值滤波,每次都是把所有的采样点求和后再平均的做法,而是再求得起始100个点的和后,保存和的结果,对于以后的采样点采用循环动态更新缓存和累加和的方法.

信号也同样取为ip=2*sin(n*6*pi/50)+5,其滤波后波形见下图3.8。

654平均值滤波器 3巴特沃斯滤波器 210050100150200250300350400450500 图3.8 二阶的巴特沃斯滤波器和平均值滤波器的滤波结果

通过以上分析和理论仿真结果可以看出二种滤波器基本都可以完成低通滤波的任务,第一种二阶的巴特沃斯滤波器进入稳态所需时间最长,超过一个工频周期(即100个采样点),且存在一定的衰减;而第二种平均值滤波器效果很好,在将近100个采样点后进入稳态,很好的检测出直流分量,基本无纹波效果非常理想。

3.3.4 谐波计算子程序所需时间

在一个工频周期内，设计对负载电流采样100点，每点的时间间隔约为200us左右的时间。在采样间隔的时间内，要完成a/d转换、谐波分量的计算、PWM的产生等操作。设计刚开始用c语言在DSP 上进行编写的谐波计算部分，在

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第三章 基于DSP并联型有源电力滤波器的软件设计

调试过程中发现在200us时间内根本无法完成谐波的计算。因此后又用汇编语言编写了谐波计算子函数，在主程序中对该汇编函数进行调用满足了对谐波实时计算的要求。整个汇编谐波计算程序为200多条，平均每条指令按2个时钟周期计算（所用DSP为TMS320LF2407A,外接晶体为10MHz,内部软件设置倍频为40MHz，即每条指令周期为25ns），则谐波计算时间＝300×2×25ns＝15us。可以看出远远小于200us，为后面的控制策略的实现打下了时间基础。

3.4 定时比较PWM生成子程序

3.4.1 定时比较判断法原理

这种方法其实是瞬时值比较法的改进,其特别适合于数字实现.这种方法

的控制策略和滞环宽度控制基本是一样的,但其采用固定的采样频率来采样电流,只在每个采样点对采样到的瞬时电流信号和给定的参考电流信号进行比较,以决定变流器的开关状态.每个开关器件导通和关断的时间是一个或若干个电流采样周期,开关器件的最大开关频率等于电流采样频率,其平均开关频率小于电流采样频率。这样电流的比较不需要滞环,电流的采样间隔就相当于滞环比较控制中滞环的作用.显然,定时比较判断法控制的精度和电流的采样频率有关的[31~35]。

定时比较判断法电流跟踪的示意图如下图所示。图中,△t为电流采样间隔,i*c为补偿电流的指令信号,ic为实际的补偿电流信号。

i*ic0ictΔt

图3.9 定时比较判断法电流跟踪的示意图

最大电流误差和采样周期近似成正比的。因此,定时比较判断法中电流跟踪控制的电流采样周期就相当于滞环宽度控制法中滞环的作用,提高采样频率就能提

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高跟踪的精度.但是采样频率的提高受开关器件的最大开关频率。

3.4.2 定时比较判断法分析

根据三相全控变流器电路可知，分析该有源电力滤波器的开关控制规律。对于谐波电流偏差信号Δicx（其中x＝a，b，c，分别表示a、b、c三相电流量），有：

*

Δicx＝icx−icx （3－1）

式（3－1）中icx为补偿指令电流信号，icx为实际补偿电流信号。 由于控制上下桥臂VT导通与关断的控制信号是开关信号，不妨使VT导通的控制信号为1，使之关断的控制信号为0。为了避免上下器件直通，必须满足上下桥臂的控制信号不能同时为1。

为了及时地对谐波进行补偿，需要根据已经检测出的谐波电流和实际的补偿电流对变流器进行相应的控制。下面以a相为例进行分析。 1)

*

ica>0，Δica>0：此时主控电路对应的状态是：对a相补偿正向电流，而

*

且需要补偿电流有增大的趋势。即应该使上桥臂的V1器件关断，下桥臂V4器件的VT4导通。 2)

*ica>0，Δica<0：此时主控电路对应的状态是：对a相补偿正向电流，而

且需要补偿电流有减小的趋势。即应该使上桥臂的V1器件的VD1导通续流，下桥臂V4器件关断。 3)

*ica<0，Δica<0：此时主控电路对应的状态是：对a相补偿负向电流，而

且需要补偿电流有反向增大的趋势。即应该使上桥臂的V1器件的VT1导通，下桥臂V4器件关断。 4)

*ica<0，Δica>0：此时主控电路对应的状态是：对a相补偿负向电流，而

且需要补偿电流有反向减小的趋势。即应该使上桥臂的V1器件关断，下桥臂

V4器件的VD4导通续流。

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第三章 基于DSP并联型有源电力滤波器的软件设计

由以上四种情况，可以得出对于a相PWM变流器1、4管子开关逻辑表。

表3.1 PWM逆变器1、4管子开关逻辑表

Δica + + - -

*ica

V1 断

断 VD1通 通

V4 通 VD4通 断 断

+ - + -

其中的VD1和VD4为电力IGBT V1和V4的反并联二极管。\"＋\"、\"－\"号代表

*ica、Δica的极性。对于b、c两相的开关情况和a相类似。

3.4.3 定时比较判断法具体实现

定时比较判断法电流跟踪型PWM控制非常适合于数字控制,电流的采样可以由微控制器定时来控制，实际电流采样经A/D转换读入微机，给定参考电流信号由实时计算得出。这样，数字化的实际电流和参考电流就可以由微机进行比较，然后可确定变流器的开关状态，这里不需要复杂的算法，程序简单。滞环宽度控制则要求电流比较要实时完成，为此要求用像定时比较判断法那样的数字控制时,A/D转换以及数字比较的速度都要求非常高,因此实现比较困难。一般,电流滞环宽度控制法通常由模拟电路来实现，整个控制系统要比定时比较判断法复杂。

在TMS320LF2407A上实现定时比较PWM很方便:本文通过硬件电路，对a相电压同步信号进行同步锁相100倍频后，输入到DSP的cap捕获管脚，通过对cap捕获中断的设置，在每个上升沿来时触发cap中断，在中断中启动a/d转换，并查表得到同步的正余弦数值。这样，使得APF能够跟随电网基波频率，在每个工频周期内等间隔的采样100点。在a/d中断完成后，置标志调用谐波计算子程序和定时比较PWM子程序，根据各相的补偿指令信号和实际补偿信号的关系，输出PWM控制信号。

本设计有别于一般依靠定时器定时的做法，而是通过硬件同步锁相电路跟踪电网频率，保证不会出现频谱泄漏。同时保证在一个采样周期内，对瞬时电流信号和指令电流信号进行比较,以决定变流器的开关状态.每个开关器件导通和关断的时间是一个或若干个电流采样周期,开关器件的最大开关频率等于电流采样频率,其平均开关频率小于电流采样频率。

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3.4.4 PWM的死区时间设置

三相桥式变流器在应用时最关键的是要保证每组桥臂上下两个开关器件不能发生直通现象。因此，要保证当上桥臂开通时，下桥臂必须关断，反之亦然。由于开关器件的开通或关断都需要一定的时间，所以，在上、下桥臂状态转换时，开关器件会有一个共处放大状态的交叉区间，从而导致直通的发生。为避免这一点，就需要在上、下桥臂状态转换时插入一个无信号的死区时间，以确保先完全关断再开通。

死区时间应大于开关器件的最大关断时间。死区单元的操作是由死区定时器控制寄存器 DBTCON 控制的。死区单元的三个输入 PH1、PH2 和 PH3 分别来自全比较单元 1、2 和 3 的非对称/对称波形发生器。每一个输入信号 PHx，会产生两个输出信号 DTPHx 和 DTPHx_。当死区被允许用于比较单元时，这两个信号的转换边沿就会被一个叫作死区的时间间隔分开，这个时间间隔由 DBTCON的位决定。在这里，根据所用功率器件IPM的要求设置死区时间为 5μs。

图3.10 死区（Dead band）控制示意图

3.5 系统运行中的几种特殊情况的软件处理

对于一个实际运行的系统，在其工作过程或调试过程中，应当在其正常工作或发生异常情况的时候，能够给出反映或提示，使得知道其工作状态。对于本系统，由于是一个实验的装置，故在实验阶段对其的监控和告警显示电路可以采用非常简单实用的发光二极管显示电路。

3.5.1 A相电压断线

由于系统的cap4中断，取自A相电压的过零比较同步信号，A相电压断线对系统的运行意义重大。当发生该故障时，应该让软件暂时停止进行计算指令信号和PWM控制信号的输出。并且，软件控制输出点亮指示“A相电压断线故障”的发

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第三章 基于DSP并联型有源电力滤波器的软件设计

光二极管。此时，调试人员就要检查A相电压的线路和A相电压同步处理信号的连线等，找到故障后，方可继续进行实验。

具体实现：该功能不需要复杂的硬件电路进行支持，只需要在设计好的某I/O输出口外接发光二极管显示电路即可。而在软件中，在程序的主循环中，设计一A相压故障计数器变量，在主循环中每次执行对其自增，并判其是否超过规定的数值，如超出该数值就执行故障显示操作和其它的故障处理。因为系统正常运行的时候，A相电压的同步信号会不断的触发DSP中断 ,在中断中对A相压故障计数器变量进行归零，故其不会超过故障上限值；当故障发生的时候，由于A相已经断线，故DSP不会进入cap4中断中对A相压故障计数器变量进行归零，从而故障得以判断。

3.5.2 电源基准及A/D精度监测

并联型有源电力滤波器的两大关键环节之一为指令电流运算环节。本设计中

采用的DSP为TI公司的TMS320LF2407A，其片内有16路10位的ADC，可以满足快速准确测量负载电流、补偿电流、电压等模拟量的要求。但是在实际工作过程中，由于可能受电源波动和A/D的电压基准偏移等因素的影响，A/D的精度不能满足或偏离设定要求，为此要对此情况给予提示告警。对A/D的电源和A/D基准电压等电路进行检查，待A/D的精度满足要求后 再进行并联型有源电力滤波器的其它实验。

具体实现：硬件电路上，在DSP的A/D输入端加入一路电压基准信号的测量，该标准信号为1.65V。它由3.3V和地之间加电位器分得，调试电路的时候，用一块高精度的电压表校准调试点电压为1.65V。把该路电压连同其它负载电流等信号输入到DSP的一路A/D，在A/D转换结束中断中判断结果是否在设定的精度要求范围内，如果不满足要求，对指定的计数器变量增1，如连续发生5次不能满足精度的要求，软件调用告警显示电路，点亮相关的二极管；如某一次的不满足要求或不能达到连续5次不满足精度要求，则在中断中会对计数器变量清零，软件不会提示告警。

3.5.3 采样次数计数的异常处理

本文在设计中，中断cap6是由A相电压经同步锁相100倍频的上升沿来触发的。在cap6中断处理函数中，通过累计计数，查表获得对应的同步正余弦函数值。在cap4A相电压过零中断处理函数中对前述的定位计数器进行清零操作。然

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而，在实际运行中，可能会出现的电磁干扰等情况，使得误入cap6中断的情况发生，这些情况都会使得计数器的值超过100，这样会给系统带来隐患。因此，在软件中对此情况做如下处理，当查表计数器变量的值超出100时，也令其仍为100，在cap4中断中在对其重新复位清零操作，从而使得误差控制在一个工频周期内，软件的健壮性也得到提高。

3.5.4 程序运行状态检测

本设计的有源电力滤波器，如在程序运行的过程中，除了在正常上电后电源

指示灯被点亮外，如果没有任何故障和异常情况发生则没有其它指示。为了更好的监视程序正常的运行情况，使调试者可以很好的判断软件的运行状态，特设计了一个“秒灯”。具体工作原理为：由于电网的频率基本波动不大，则其周期基本为20ms，在对其每个周期的中断cap4中对其计数50次，即为1秒左右。在每隔一秒左右的时间交替点亮和熄灭一个发光二级管，调试者根据该二极管的交替亮灭，就可知道装置的软件在正常的运行，反之可知程序运行出现问题。

3.6 软件的抗干扰措施

由于系统受实际的运行环境的影响，系统可能被各种电磁所干扰，甚至产生不可预料的问题。因此如何使得系统稳定、可靠的工作异常重要。提高软件的抗干扰措施，保障程序的健壮性和系统的自恢复是衡量系统的一项非常重要的指标。

3.6.1 中断的异常处理

TMS320LF2407A采用了2级的中断系统，用其来扩展系统可响应的中断个数。因此，DSP的中断请求/应答硬件逻辑和中断服务程序软件都是一个两级的层次。当CPU接受中断请求时，它并不知道是哪一个外设事件引起的中断请求。因此，为了让CPU能够区别这些中断的外设事件，在每个外设中断请求有效时都会产生一个唯一的外设中断向量，这个外设中断向量被装载到外设中断向量寄存器(PIVR)里面。CPU应答外设中断向量时，从PIVR寄存器中读取相应中断的向量，并产生一个转到中断服务程序入口的向量。 1) 假中断的处理 2) 误入中断的处理

30

第三章 基于DSP并联型有源电力滤波器的软件设计

3.6.2 软件看门狗技术

电磁干扰是运行在电力系统的嵌入式装置面临的最大障碍。随机存在的干扰有可能使数据传输发生错误，也可能会导致程序执行顺序的紊乱，甚至使程序进入“死循环”。因此，有必要对程序进行的有序性进行监控，也就是说，在进入“死循环”状态，能够及时发现并且进行程序复位，将程序“拉”回正常执行状态。

TMS320LF2407A DSP集成的看门狗（WD）正是为满足这种需要而设计的。看门狗（WD）定时器监视软件和硬件的运行，在CPU运行混乱时完成系统的复位功能。如果CPU进入死循环，或当CPU发生暂时混乱，则WD定时器上溢，产生一个系统复位。在绝大多数情况下，片内操作的暂时混乱和CPU的非正常运作都可以被看门狗监测到并复位。看门狗使得系统工作更加稳定 [23]。

看门狗(WD)的具体应用包括初始化和复位两部分，WD复位一般置于主循环中，正常时周期性对其计数器复位，避免溢出，具体应用方法见图3.11 所示。

WD复位程序主循环WD初始化 图3.11 看门狗工作示意图

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第四章 并联型APF的硬件电路及主电路设计

4.1 硬件开发平台的选择

数字信号处理器（DSP）已经发展了 20 多年，最初仅在信号处理领域内应用。近年来，随着半导体技术的发展，其高速运算能力使很多复杂的控制算法和功能得以实现，同时将实时处理能力和控制器的外设功能集于一身，在控制领域内也得到了很好的应用。数字控制系统克服了模拟控制系统电路功能单一、控制精度不高的缺点，它抗干扰能力强，可靠性高，可实现复杂控制，增强了控制的灵活性。有源电力滤波系统控制算法复杂，选取适合的 DSP 芯片对于提高系统性能是极为重要的方面。TMS320LF2407A 是美国 TI 公司推出的高性能 16位定点数字信号处理器，它专门为数字控制设计，集 DSP 的高速信号处理能力及适用于控制的优化外围电路于一体，在数字控制系统中得以广泛应用。TMS320LF2407A 系统组成包括：40MHz、低电压（3.3V）CPU、片内存储器、事件管理器模块、片内集成外围设备[23]。TMS320LF2407A 的体系结构采用四级流水线技术加快程序的执行，可在一个处理周期内完成乘法、加法和移位运算。其体系结构框图如图4.1所示。

图4.1 TMS320LF2407A体系结构框图

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第四章 并联型APF的硬件电路及主电路设计

4.2 DSP硬件电路功能模块

A相电压负载电流补偿电流电容电压锁相电路时钟电路复位电路JTAG接口电路程序/数据存储器采样及信号调理电路PWM1PWM2PWM3PWM4PWM5PWM6 DSP TMS320LF2407AI/O缓存电路开是保机否护开补信关无号功图4.2 DSP硬件总体结构图

显示输出继电器输出4.2.1 DSP时钟电路

给DSP芯片提供时钟一般有两种方法[24]。一种是利用DSP芯片内部提供的晶振电路，在DSP芯片的XTAL1/CLKIN和XTAL2引脚之间连接一晶体启动内部振荡器，如图4.3左图所示。晶体应为基本模式，称为并联谐振。另一种方法是将外部时钟源直接输入XTAL1/CLKIN引脚，XTAL2悬空。采用封装好的晶体振荡器，这种方法使用方便，得到广泛应用，如图4.3右图所示。

C1R1PLLFC2PLLF2TMS320LF2407AXTAL1/CLKINXTAL2TMS320LF2407AXTAL1/CLKINXTAL2Cb1Cb2外部时钟信号(0~3.3伏)悬空

图4.3 DSP 的时钟电路

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2407A芯片拥有嵌入于CPU内核的锁相环模块(PLL)，利用此电路允许使用较低频率的外部时钟作为电路的时钟信号。输入的时钟信号经过PLL电路倍频分频，连接到系统时钟。PLL模块支持编程选择多选因子作为倍频分频的依据。为了消除抖动，PLL引脚需要外接RC元件组成滤波电路，并且C1和C2采用无极性电容。如图所示,2407A的系统时钟是40MHz，因此本开发系统使用10MHz的有源晶振外加PLL倍频，作为时钟信号。根据产品手册，选择R1为16Ω, C1为0.33uF, C2为6800pF。除了以上的要求外，还需要在PLL、VccA和Vss引脚之间接一个旁路电容(0.1 u F到0.01 u F的陶瓷电容即可)。在印刷电路板布线的时候，与PLL有关的引线应尽量短，包围的面积尽量小。

4.2.2 DSP复位电路的设计

与DSP有关的复位包括上电复位、手动复位和看门狗复位。其中上电复位和手动复位是外部复位，通过向DSP的引脚输入一个低电平有效的复位信号使系统复位;看门狗复位是内部复位事件。内部复位事件与外部复位事件或在一起驱动CPU的复位输入。由于DSP芯片至少需要8个机器周期完成复位，而且系统在上电后需要几百毫秒的稳定期(包括电源的稳定、参数的漂移、晶振的稳定以及复位的可靠性，一般为100～200ms)，为使DSP芯片在任何状况都能初始化完全，必须保证留有足够的裕量，需要复位低电平保持足够的时间。

4.2.3 DSP仿真接口电路的设计

由于设计开发的要求，DSP芯片需要配备专门的仿真器和与之协同工作的仿真接口电路。 本文中2407A使用北京闻亭公司的TDS510仿真器。TDS510仿真器支持IEEE 1149.1标准――测试接入和边界扫描结构，又称为JTAG(联合测试行动组)标准;TI在其TMS320系列芯片上设置了符合JTAG标准的测试接口及相应的控制器。通过DSP仿真器可以对DSP芯片片内和片外资源进行全透明的访问，控制和观察处理器的运行，同时可以通过它向DSP加载程序。开发工程师还可以通过DSP仿真开发工具对程序进行调试。

2407A提供的仿真电路引脚及它们的作用如表4.1所示。为了保证仿真头和2407A芯片高质量的通信，在设计电路时，如果二者间距小于等于6英寸，不需要附加缓冲器;如果间距大于6英寸，需要附加缓冲器。如图4.4所示为本开发系统设计的仿真接口电路。

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第四章 并联型APF的硬件电路及主电路设计

/TRSTTMSTDIDSP 2407TDOTCKEMU0EMU1TMSTDIVccPDTDOTCKRET仿真头21354681012/TRSTGNDNCGNDGNDGND79TCK1113EMU014EMU1R1VccR2

图4.4 DSP的JTAG仿真接口电路

下表4.1为JTAG仿真信号定义表。

表4.1 JTAG仿真信号定义

仿真头信号

TMS TDI TDO TCK /TRST EMU0 EMU1 TCK_RET PD(VCC)

仿真头状态

输出 输出 输入 输出 输出 输入 输入 输入 输入

2407芯片状态

输入 输入 输出 输入 输入 输入/输出 输入/输出 输出 输出

信号说明

JTAG 测试方式选择 JTAG 测试数据输入 JTAG 测试数据输出

JTAG 测试时钟，可以驱动系统测试时钟

JTAG 测试复位 仿真脚0 仿真脚1

JTAG 测试时钟返回

存在检测，指示仿真电缆是否连接及目标系

统加电

4.2.4 程序(调试)存储器RAM，数据存储器RAM

TMS320LF2407芯片内具有32k FLASH程序存储空间，2.5k的数据RAM，同时具备可扩展的程序空间和数据空间，这就为应用SRAM作试验程序存储器提供了条件。应用RAM作程序存储器，几乎可以无限次的修改刷新程序区，程序调试结束后，在下载到 FLASH 中，这在设备开发初期是十分必要而方便的。在本设计中，分别应用2块 ISSI 公司生产的IS61LV16 RAM 作试验程序扩展（k）和数据存储扩展（k）。

IS61LV16是ISSI公司应用高品质CMOS技术生产的16bit×k高速静态RAM，该芯片具有低功耗闲置模式，方便容量扩展，高位byte和低位byte可以分别操作，低功耗（3.3V），采用44－pin TSOP封装。 主要性能特征：

• 高速访问周期：8～15ns；

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• CMOS 低运行功耗；

• 兼容TTL 和 CMOS 接口电平； • 单电源工作 3.3V ± 10%；

• 完全静态操作，无需时钟或刷新操作； • 三态输出；

• 高位byte和低位byte数据控制； • 工业级温度范围；

TMS320LF2407A具有的程序、数据和I/O寻址空间，分别有相应的空间地址有效选择端子（DS 、PS和IS），配合读、写控制端等可以分别进行对应空间数据的访问。

图4.5 外扩程序存储器(IS61LV16)电路

4.2.5 模拟信号采集电路

本文对负载电流、补偿电流的采集是通过霍尔电流传感器来实现的[39]。霍尔电流传感器具有优越的电性能,是一种先进的、能隔离主电路和数字控制电路的电检测元件。霍尔电流传感器具有如下特点:

1. 可测量任意波形的电流。霍尔电流传感器可以测量任意波形的电流参量,如直流、交流和脉冲波形等。也可以对瞬态峰值参数进行测量,其副边电路可以正确地反映原边电流的波形；

2. 精度高。一般的霍尔电流在工作区域内的精度优于1%,该精度适合于任何波形的测量； 3. 动态性能好。

4. 霍尔电流传感器以其优异的动态性能为提高现代控制系统的性能提

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第四章 并联型APF的硬件电路及主电路设计

供了关键的基础；

5. 工作频带宽。可在0～100kHz频率范围内很好地工作； 6. 过载能力强，测量范围大（0～±6000A）； 7. 可靠性高，平均无故障工作时间大于5×104小时； 8. 尺寸小，重量轻，易于安装且不会给系统带来任何损失。

霍尔电流传感器典型电气连接如图4.6所示。

+HT1234IN被测电流-HT+15V-15VRm输出GND

图4.6 霍尔电流传感器电气连接图

根据装置实际所要检测电流的范围，经过性能价格比较之后，本文选用深圳市迦威电气有限公司生产的CSK7-12.5A型霍尔电流传感器。其电气参数见表4.2。

表4.2 霍尔电流传感器参数表

电流传感器指标（25℃） 额定电流（有效值） 饱和电流（峰值） 负载阻抗（额定电流时）

额定输出 工作电压 精确度 线性度 绝缘耐压

参数 ±12.5A 0～±25A >10kΩ ±4V ±15v（±5%）

±1% ±1%

3kVRMS/50Hz/1min

指标（25℃） 零点输出 额定输出温度漂移 零点输出温度漂移

响应时间 带宽 消耗电流 工作温度范围 储存温度范围

参数 <±40mV <±0.1%/℃ ±1.5mV/℃ <3μs DC～5kHz <15mA -10～+75℃ -15～+85℃

由于本文不需精确测量电压的数值，而只需对a相电压取得同步信号和进行同步锁相，所以本文在设计中仅采用电压互感器就能完成设计的需求，取得良好的性价比。电压互感器隔离电路简单、响应快，二来是对于这种非常强的电信号使用互感器更能够与实际的电网电压电流等级相适应，实现起来更容易。

因此，基于以上考虑，互感器选用北京迈格纳测控有限公司的PT204A型电压互感器。PT204A型电压互感器具有体积小、重量轻、精度高和相移误差小等特

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点。其电气参数如表4.3。PT204A的典型应用电路如图4.7，输入端接一输入电阻Ri，副边直接与带有反馈和相移补偿网络的运放相接，并且给出了推荐工作状态为：2mA/2mA。

RwCR输入RiPT204A－+LM324输出

图4.7 PT204A的典型应用电路

表4.3 PT204A电气参数表

参量 额定电压 输入电压 输出电压 线性度 相移

隔离耐压能力 过载能力 匝数比 原边电阻 副边电阻 重量

性能指标 100V（AC） 0～1000V（AC） 0～10V（AC） 优于0.1%

‘

小于5 2500V（AC）

2Un 1:1 110Ω 110Ω <15g

备注

由外接限流电阻调节 由外接电路调节

经补偿后 50Hz/1min

4.2.6 数字锁相A/D触发控制电路

由于电力系统的运行状态时刻处在变化之中，除了电压波动以外，频率也并非严格保持在50Hz，因此为了保证每周期采样数一定，采用数字锁相环同步采样电路[40。DSP 的捕获管脚在中断后，启动A/D转换。

锁相的意义是相位同步的自动控制，能够完成两个电信号相位同步的自动控制闭环系统叫做锁相环，简称PLL。锁相环主要由相位比较器（PC）、压控振荡器（VCO）。低通滤波器三部分组成，如图4.9所示。压控振荡器的输出接至相位比较器的一个输入端，其输出频率的高低由低通滤波器上建立起来的平均电压大小决定。施加于相位比较器另一个输入端的外部输入信号与来自压控振荡器的输出信号相比较，比较结果产生的误差输出电压正比于输入和输出两个信号的相

]

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第四章 并联型APF的硬件电路及主电路设计

位差，经过低通滤波器滤除高频分量后，得到一个平均值电压。这个平均值电压朝着减小VCO输出频率和输入频率之差的方向变化，直至VCO输出频率和输入信号频率获得一致。这时两个信号的频率相同，两相位差保持恒定（即同步）称作相位锁定。当锁相环入锁时，它还具有“捕捉”信号的能力，VCO可在一定范围内自动跟踪输入信号的变化，如果输入信号频率在锁相环的捕捉范围内发生变化，锁相环能捕捉到输人信号频率，并强迫VCO锁定在这个频率上。如果输入信号频率不等于VCO输出信号频率，而要求两者保持一定的关系，例如比例关系或差值关系，则可以在外部加入一个运算器，以满足不同工作的需要。在本设计中使用的是通用的CMOS锁相环集成电路CD4046，其特点是电源电压范围宽（为3V－18V），输入阻抗高(约100MΩ)，动态功耗小，在中心频率f0为10kHz下功耗仅为600μW，属微功耗器件。

图4.8 锁相环原理图

CD4046锁相环采用的是RC型压控振荡器，必须外接电容C1和电阻R1作为充放电元件。VCO振荡频率的范围由R1、R2和C1决定。CD4046的最高频率为1.2MHz (VDD=15V）。A相电压信号经过比较器，形成同系统频率相同的方波，由 CD4046与BCD加法计数器CD4518构成的倍频电路对此方波电压信号进行锁相，保证采样信号同步，形成100倍频的脉冲信号，接入 DSP的CAP6管脚，产

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生捕获中断从而启动AD转换。这样，即使电网周期发生变化，也可以保证每周期均匀采样100点，避免了频谱的泄漏。通过内部AD结果寄存器实现转换数据的读取，并且写入到内存。

R4R313C295CD40463Vcc1614921611R56CD451887156C1101784UoUi14

图4.9 数字锁相AD触发控制电路

4.2.7 A相电压整型电路

LM311是一种既可以工作在双电源的条件下（－15V～＋15V），也可以工作在单电源条件下（＋5V）的集成比较器，其输出端电平可与TTL、CMOS电平兼容。在图4.10 所示电路中，LM311工作在单电源状态。

输入的工频交流信号经过LM311比较，在正半周，LM311正向输入，输出高电平；在负半周，LM311反相输入，输出低电平。这样，在输出端就会形成和输入交流信号同频同相的方波信号，用于为PLL锁相还提供输入信号电平。 由LM311等做成的整形电路参见图4.10和转换示意图4.11。 VC＋－Vt CD4046V图4.10 应用LM311的整形电路t图4.11 整形电路电平转换示意图 4.2.8 电流信号调理电路

经霍尔电流传感器变换得到的负载电流、补偿电流信号仍是一个交变的信号，而DSP 2407A片内的A/D是单极性的（0～3.3V），且DSP的A/D转换参考电压3.3V和0伏,为了安全正确可靠的测量信号电流，要通过运放电路对信号双极性

40

第四章 并联型APF的硬件电路及主电路设计

到单极性变换、限幅等电路后才可以直接引入到DSP中，否则会引起操作失误甚至烧坏DSP。具体实现电路见下图4.12所示。

+15V1N41483.3K10K10K-15V-+20K3.3K3.3K-+20K10K10K20K1N4148-15V

图4.12 信号调理电路

经过双极性到单极性的转换，正负交变的电流信号都变成了脉动的直流信号。在实际数据分析中，还要将它们还原为交流信号，完成这一功能需要在软件中进行。

表4.4 采样数据零点校正

输入信号电压值(V) 最大值(VREFH)

…… 0 …… 最小值(VREFL)

理想采样值(AD输出)

3FFH …… 1FFH …… 00H

4.2.9 PWM驱动隔离电路

经过DSP处理得到的PWM控制信号在传递到IPM之前需要进行隔离[47]。实行隔离的目的是避免强电与弱电信号的相互干扰。由于在IPM一侧，电压、电流均是直接与电网相连的，会对控制信号产生干扰；弱电部分的控制信号如果不进行很好的处理，极易受到强电的干扰，以至发生信号的变异，导致设备的误动作。另外，强电信号窜入到弱电电路还会引起敏感元器件的损坏。

一般采用光耦对强、弱电部分进行光电隔离。通过光信号使两者之间既保持信号联系，又隔离电气方面的联系。隔离后的信号，输出到IPM驱动电路，其原理如图4.13所示。

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弱电部分强电部分DSP(TMS320LF2407A)6路控制信号光电隔离6路PWM信号PWM变流器驱动电路中断信号故障检测光电隔离信号障故

图4.13 IPM驱动隔离电路

另外，当IPM驱动电路发生短路、过流、过热、欠压等故障时，输出故障信号，故障信号经过光耦隔离向DSP输入中断信号， DSP在中断中进行相应的处理，保护主电路的安全。据三菱公司的IPM数据手册，本设计选用美捷司专为功率器件IPM设计的光电隔离接口芯片HCPL4504。该光耦为发光二极管驱动方式，dv/dt的耐量小，故采用光耦阴极接限流电阻的驱动电路形式，其典型应用电路如图4.14所示。

+15VVCC10K0.1μF10μF470ΩVinGND

图4.14 HCPL4504典型应用电路

HCPL4504内部集成高灵敏度光传感器，其极短的寄生延时为IPM应用中的高速开关的死区时间确保了安全。

众所周知，当功率管IPM开关工作时，原则上是绝对不能使上下两臂同时导通的。即使在高速开关状态下稍有交叠，也会对功率管和周边电路构成潜在的威胁，特别是在大电流状态下。防止这一现象的办法是在一只IPM打开的时候必须确保它的对管已经完全关闭。在此加入了一段小小的延时，被称之为“死区”。

“开通”IPM延时时间取决于光耦的寄生延时数据，其中重要的是参考光耦的最大和最小延时时间。HCPL4504电气参数见表4.5。

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第四章 并联型APF的硬件电路及主电路设计

表4.5 HCPL4504电气特性参数表

参数 电流传输比 输出低电平时 输出高电平时 低电平时电源 高电平时电源 输入正向压降 输入反向压降 输入电容 下降沿延时 上升沿延时 隔离耐压 隔离电阻

符号 CTR VOL IOH ICCL ICCH VF BVR Cin TPHL TPLH VISO RIO

最小值25 5 2500 1012

典型值32 0.2 0.01 50 0.02 1.5 60 0.2 0.3

最大值60 0.4 1 200 1 1.7 0.3 0.5

单位测试条件 % IF=16mA，VCC=4.5V V IF=16mA，VCC=4.5V，IO=4mAμA IF=16mA，VCC=4.5V，IO=4mAμA IF=16mA，VCC=15V μA IF=16mA，VCC=15V V IF=16mA V IR=16μA PF F=1MHz,VF=0V μS F=20kHz,IF=16mA μS F=20kHz,IF=16mA V 1min@25℃ Ω

4.2.10 IPM接口电路的设计

在IPM接口电路设计中，IPM需要四组隔离的供电电源。IPM的控制电源端子应接一个至少10µF的退耦电容，该电容帮助过滤共模噪声并提供IPM栅极电路所须电流。dv/dt噪声耦合问题是电路设计的主要问题。不应把PCB板上走线布的太过靠近，否则开关使电位发生变化。必须屏蔽，控制端上拉电阻应尽可能小以避免高阻抗IPM拾取噪声，但又要足够可靠地控制IPM。

低速光耦可用于故障输出端和制动输入端。实际应用中某些开关可能不需要使用，此时输入信号加上拉电阻以保持关断状态。把接口直接做在PCB板上，靠近模块输入脚以减少噪声。其典型接口电路如图4.15所示。

图4.16为IPM应用于有源电力滤波器的电路原理图，主接线端P、N接有源电力滤波器直流侧电容C。U、V、W为有源电力滤波器的交流侧输出端，通过电感L与电网相并联起补偿谐波电流的作用。

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IPM四路电源

图4.15 IPM典型接口电路

高速光耦隔离电路高速光耦隔离电路高速光耦隔离电路高速光耦隔离电路高速光耦隔离电路高速光耦隔离电路VCCUVinUVCCVVinVGNDGNDP+开关控制信号GNDVCCWVinWNVCCVinXIPMPM25CLA120非线性负载LCLCLCEaEbEcGNDVinYVinZUVW20KVNFO1K故障输出图4.16 IPM应用于有源电力滤波器的电路原理图

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第四章 并联型APF的硬件电路及主电路设计

4.3 主电路的设计

4.3.1 主电路结构

通常采用的主电路，根据其直流侧的贮能元件的不同，可分为电压型和电流型[5,43]。与电压型PWM变流器相比，电流型PWM变流器的一个优点是，不会由于主电路开关器件的直通而发生短路故障。但是，电流型PWM变流器直流侧大电感上始终有电流流过，该电流将在大电感的内阻上产生较大的损耗，因此目前较少采用。不过随着对超导贮能磁体研究的进展，一旦超导贮能磁体实用化，必然可以取代电感器,促使电流型PWM变流器的应用增多。本文主电路采用三相电压型PWM变流电路，其结构如图4.17所示。

V1LCV3V5C1UDCV4V6V2C2驱动隔离电路图4.17 并联型有源电力滤波器主电路结构

在主电路的设计中，包括对功率器件的选取、直流侧电容容量的确定、交流侧电感值的确定等几部分。

4.3.2 装置容量分析和主电路功率器件的选取

在进行并联型有源电力滤波器设计之前，要首先研究补偿的对象和补偿目的

(即有源电力滤波器是只补偿谐波还是要同时补偿谐波和无功)，从而确定补偿装置的容量以及对其它器件进行设计。本文补偿对象为三相二极管全桥整流电路，直流侧为大电感滤波的阻感性负载。有源电力滤波器仅对其谐波进行补偿。对于本文作为负载的三相整流电路，其交流侧电流中的谐波分量有效值约为总有效值的

30%，因而要求有源电力滤波器的容量约为负载装置容量的30%[5]。

根据电网和负载的情况，确定并联型有源电力滤波器的额定工作条件如下： 󰂋 电源电压 ：380V

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󰂋 负载功率 ：< 3kVA（根据负载的参数确定） 󰂋 主电路电流 ：< 10A

󰂋 并联型有源电力滤波器的额定容量：1kVA

为简化设计，功率器件选用智能功率模块(Intelligent Power Module，简称IPM)。IPM是采用微电子技术和先进的制造工艺，把智能功率集成电路与微电子器件及外围功率器件组装成一体，它不仅把功率开关器件和驱动电路集成在一起，而且还内藏有过电压，过电流和过热等故障检测电路，并可将检测信号送到DSP中作中断处理。它由高速低功耗的管芯、优化的门级驱动电路以及快速保护电路构成，即使发生负载事故或使用不当，也可以使IPM自身不受损坏。

IPM的内部框图如图所示。模块内部主要包括欠压保护电路、IGBT驱动电路、过流保护电路、短路保护电路、温度传感器、过热保护电路、门电路和IGBT单元等。

V欠压INC驱动过流Fo短路过温GNDE温度检测

图4.18 智能功率模块(IPM)的内部框图

智能功率模块（IPM）的优点：

1. 开关速度快。IPM内的IGBT芯片都选用高速型，而且驱动电路紧靠IGBT芯

片，驱动延时小，所以IPM开关速度快，损耗小；

2. 低功耗。IPM内部的IGBT导通压降低，开关速度快，故IPM功耗小； 3. 快速的过流保护。IPM实时检测IGBT电流，当发生严重过载或直接短路时，

IGBT将被软关断，同时送出一个故障信号；

4. 过热保护。在靠近IGBT的绝缘基板上安装了一个温度传感器，当基板过热

时，IPM内部控制电路将截止栅级驱动，不响应输入控制信号；

5. 桥臂对管互锁。在串联的桥臂上，上下桥臂的驱动信号互锁。有效防止上

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第四章 并联型APF的硬件电路及主电路设计

下臂同时导通；

6. 抗干扰能力强。优化的门级驱动与IGBT集成，布局合理，无外部驱动线； 7. 驱动电源欠压保护。当低于驱动控制电源（一般为15V）就会造成驱动能力

不够，增加导通损耗。IPM自动检测驱动电源，当低于一定值超过10µs时，将截止驱动信号；

8. IPM内设计了相关的外围电路。缩短开发时间； 9. 无须采取防静电措施；

10. 大大减少了元件数目。体积相应小。

由于有源电力滤波器本身流过的电流是一非正弦波，所以有其特殊的地方。在选择IGBT电流参数时，应根据流过管子的最大电流来确定，即应考虑到谐波电流的最大值这个因素。对于这次所用的谐波源负载，借助于计算机仿真的定量分析可知，其谐波电流的最大幅值是基波电流有效值的70%左右。本文所设计的装置采用三菱公司生产的PM25CLA120 IPM。其耐压为1200V，电流为25A。其内部结构为如图4.19所示：

图4.19 PM25CLA120内部结构框图

PM25CLA120采用绝缘基板工艺，内置优化后的栅极驱动保护电路,其特点为：完整的功率输出电路，可直接连接负载；内置栅极驱动电路、保护电路。

4.3.3 主电路电感的设计

并联型有源电力滤波器补偿电流的产生，主要就是依靠电感两侧电源差，因此交流侧电感是正常工作时必不可少的。它可以起到平衡有源电力滤波器主电路中各点电压；能量存储和双向馈送；调整补偿电流的相位，并使补偿电流连续；缓冲各相电压中谐波的无功功率等作用。

电感的选择必须满足并联型有源电力滤波器对期望谐波电流的跟踪能力，所

47

内蒙古工业大学硕士学位论文

以，电感选择不宜过大。但是当电感选择较小时，会使并联型有源电力滤波器的实际补偿电流相对于期望补偿电流具有很大的超调，毛刺较大。因此，电感的选择应该综合考虑补偿电流跟踪能力以及电流超调两方面的要求[41]。

首先，为了满足电流跟踪能力，并联型有源电力滤波器的实际补偿电流变化率应大于期望补偿电流的最大变化率，即：

*

dicdic

>dtdt

=k (4－1)

max

式（4－1 ）中，k值一般通过仿真的方法获得。

*

本并联型有源电力滤波器装置为了补偿25次以下谐波，对于ic来说，在一个电*

dic

达最大值。所以，以下考虑ωt=0时的情网周期中，当ωt=0或ωt=π时，dt

况。

dic1

=Ea+KaUDC (4-2) dtL

其中，KaUDC——主电路各桥臂中点与电源中点之间的电压；

式（4-2）在ωt=0时，Ea为零，

dic1

取最小值情况，即最小值发生在Ka为dt3

时刻。所以，为满足式（4-1），则有：

*

dicdt

=

min

UDC

>k (4-3) 3L

即电感应满足：

L<

UDC

(4-4) 3k

其次，电感的选择必须保证补偿电流超调不宜过大。设允许的最大电流误差范围为ΔI，则有：

dic

⋅Δt<ΔI (4-5) dt

在

dic

取最大值的ωt=0时刻，有： dt

dicdt

⋅Δt=

max

2UDC

⋅Δt<ΔI (4-6) 3L

48

第四章 并联型APF的硬件电路及主电路设计

所以有：

L>

2UDC

(4-7) 3fΔI

综合式（4-4）、（4-7）可得电感的取值范围为：

2UDCU

4.3.4 直流侧电容的设计

维持直流侧电容电压基本不变，对有源电力滤波器的性能影响重大。电容量的大小会影响电压的波动。电容越大，电压波动越小，有源电力滤波器补偿效果也越好。但电容越大，也会使制造成本增加。因此电容量的选择是有源电力滤波器设计的重要一环。

电容器的电压波动情况与其极板上贮存的电荷波动情况是一致的，可以通过电荷波动情况，确定电容量。而电荷波动情况又可通过电容的充放电电流表示。电容在一个周波内充电得到的或释放的电荷量应是电容器所必须容纳的最少电荷量。

设电容的充、放电过程变化的最大电荷量为Q1，要求电压波动小于(ΔUU)%，则极板上贮存的电荷Q为：

Q=Q1

电容量为

U

(4-9) ΔU

C=

Q

(4-10) U

最大电荷变化量Q1可由充、放电电流对时间的积分获得。流过电容的电流由有源电力滤波器的输出电流决定。在三相三线制电路条件下，由于ia+ib+iC=0，可知在任何时刻，均有一相电流与其它两相电流反向，而这一相电流恰好是电容器的充、放电电流。

为了简化计算，作如下假设：

1. 忽略换相过程，认为直流侧电流无脉动；

2. 有源电力滤波器的输出，完全跟踪了给定电流，以给定电流作为滤波器的

输出。

电容器的充、放电电流icap为：

49

内蒙古工业大学硕士学位论文

icap

*⎧ib0≤ωt≤13π⎪*

2

1=⎨ia3π≤ωt≤3π (4-11) ⎪*2i3π≤ωt≤π⎩c

在各阶段充、放电的电荷Q1（最大）为：

Q1=

idωt (4-12) ω∫π131

2π3

*a

对电网电流进行傅立叶分解，得基波有功电流的有效值：

I1=

6

πIdμcosα (4-13)

式中，μ=π，为波形系数；Id——直流侧电流。因为A相基波有功电流可由下式

3表示：

ip=2I1cosφ1sin(ωt+α+

又由于

π6

) (4-14)

Δia=ia−ip (4-15)

所以由式（4-13）、（4-14）及式（4-15），得：

*ia=Id−2I1cosφ1sin(ωt+α+π) (4-16)

6则根据式（4-10）～（4-16）可确定电容量。

这里当α较小时，补偿电流在半周期中的过零点数增加，电容的充、放电频率增加，对应的最大电荷数与式（4-12）相比将有所减小，但设计时仍可引用式（4-12），只不过此时的直流侧电压波动幅度减小。同时，滤波器的输出电流是围绕给定的补偿电流进行振荡，其积分效果与给定的补偿电流的积分效果非常接近，所以这点假设是成立的。

50

第五章 仿真与实验

第五章 仿真与实验

5.1 仿真环境

并联型有源电力滤波器系统是一个复杂的非线性控制系统，对它进行理论分析是比较困难的。而且新的控制算法应用于这样一个实际系统往往需要花费大量的时间和精力。仿真工作可以验证控制系统结构的正确性，加深对其控制规律的认识和理解。

计算机仿真是进行现代科学研究的一种重要手段，在电力电子技术方面，计算机辅助分析和设计方法已成为一种公认的经济、有效的设计方法。计算机仿真可以建立一个模拟的实验环境，构造出复杂的电路模型。通过仿真，对其进行各方面性能的检验，而不需要冒着损坏器件的风险，降低了开发成本。MATLAB是当前工程技术领域最常用的仿真软件之一，其良好的开放性使得它能够紧跟科技开发的前沿，进而为科技发展提供有力的工具。Simulink软件包是Matlab环境下的仿真工具，它为电力电子系统提供了建模和仿真工具，是进行电力电子技术研究和应用的理想工具[49,50]。

5.2 各模块仿真模型的建立

5.2.1 指令信号运算电路

并联型有源电力滤波器进行谐波补偿时，检测环节至关重要。实时精确地检测出谐波分量是进行谐波补偿的重要前提。按第二章的算法框图所示将三相包含谐波和无功的负载电流经过三相/两相变换成有功和无功电流，有功电流包括基波有功和谐波有功分量，无功电流包括基波无功和谐波无功分量，然后将有功电流、无功电流进行低通滤波，得到基波电流的有功分量、无功分量，最后进行两相/三相变换，得到三相电流基波分量，实现了负载电流中谐波电流与基波电流的分离[52。

在谐波电流检测中，将低通滤波器的截止频率选在30Hz，滤波器的阶数为二阶。综合三相/两相变换、低通滤波器、两相/三相变换的仿真模型，并分别封装成模块，得到整个谐波电流检测部分仿真系统，该系统如图5.1所示。

]

51

内蒙古工业大学硕士学位论文

图5.1 谐波电流检测电路仿真实现

5.2.2 有源电力滤波器主电路的仿真实现

补偿电流ic是由主电路中直流侧电容电压与交流侧电源电压的差值作用于电感产生的，主电路的工作情况是由主电路中6组开关器件的通断组合所决定的。主电路采用电压型变流器，在变流器的直流侧接有大电容，正常工作时，其电压基本保持不变，可看作电压源。仿真系统中，并联型有源电力滤波器主电路如图5.2所示。变流器采用IGBT模型，直流侧用恒定直流电压代替。

图5.2 并联型有源电力滤波器主电路仿真实现

5.2.3 定时滞环控制的模型

系统的三相定时滞环控制模型[51]如图5.3所示

52

第五章 仿真与实验

图5.3 系统的三相定时滞环控制模型图

5.3 仿真结果

5.3.1 三相对称时电网电流仿真波形与分析

5.3.1.1 补偿前电网电流仿真波形与分析

当负载端为三相桥式二极管整流电路，为阻感性负载供电，负载电阻

R=20Ω，负载电感L=15mH，此时非线性负载为三相对称的。由于三相对称,我

们观察A相补偿前电网电流的波形及其频谱图5.4。

图5.4 补偿前A相电网电流波形及频谱分析图

53

内蒙古工业大学硕士学位论文

未进行谐波电流补偿时，A相总谐波畸变率THD=28.34%，A相负载电流中各次谐波电流含量见表5.1。

表5.1 补偿前电网电流各次谐波电流含量

谐波次数 5次 7次 11次13次17次19次 谐波含量（%）

20.97

13.17

8.84

7.36

5.65

5.06

5.3.1.2 补偿后电网电流仿真波形与分析

图5.5为PWM开关频率为10kHz时，A相电网电流的波形及其频谱图。

图5.5 补偿后A相电网电流波形及频谱分析图

进行谐波电流补偿后，A相电网电流的总谐波畸变率为THD=1.23%，电网电流中各次谐波电流含量见表5.2。

表5.2 补偿后电网电流各次谐波含量

谐波次数

5次 7次 11次 13次 17次19次

谐波含量（%）

0.37 0.79 0.29 0.22 0.1

0.05

A指令电流与跟踪电流波形的比较如图5.6所示。

5.6 A相指令电流与跟踪电流波形的比较

54

A相第五章 仿真与实验

5.3.2 三相对称时电网负载突变时电流仿真波形与分析

当负载发生突变时，并联型有源电力滤波器能够很快的检测出谐波，并能够很好的补偿谐波，具有重要的现实意义。直流侧在运行0.06s后，再并联一个电阻为R=100Ω的负载。由于负载三相对称，所以下面仅以a相情况进行说明。

图5.7 A相负载电流及其频谱分析

图5.8 A相电源电流及其频谱分析

图5.9 A相谐波电流

从以上的三个波形图中可以清楚的看出：在0.06s负载发生突变后，指令

运算电路能够快速的检测出谐波分量，电源电流基本接近负载的基波电流。通过

55

内蒙古工业大学硕士学位论文

以上仿真结果可以看出，本设计的并联型有源电力滤波器在负载发生突变的情况下，仍能够满足检测谐波和补偿谐波的要求。

5.3.3 负载三相不对称时电网电流仿真波形与分析

对于三相不对称的感性负载也是很常见的。图5.10为非线性负载三相不对称时（原负载端为三相桥式二极管整流电路；现在A、B两相之间接一个两相桥式整流电路，阻感负载为100Ω，10mH），有源电力滤波器的工作情况。图中a)、b)、c)分别为三相负载电流的仿真波形以及相应的频谱分析。

a) A相负载电流及其频谱分析

b) B相负载电流及其频谱分析

c) C相负载电流及其频谱分析

图5.10 A、B、C三相负载电流及其频谱分析

56

第五章 仿真与实验

从上图可以看出，在补偿前A、B、C三相负载电流已经不对称。下图5.11所示为各相的谐波电流。

a) A相谐波电流

b) B相谐波电流

c) C相谐波电流

图5.11 A、B、C三相电网电流中谐波波形

补偿后，A、B、C三相电网电流波形如图5.12所示。

a) 补偿后A相电网电流波形及其频谱分析

57

内蒙古工业大学硕士学位论文

b) 补偿后B相电网电流波形及其频谱分析

c) 补偿后C相电网电流波形及其频谱分析 图5.12 补偿后A、B、C三相电网电流及其频谱分析

5.3.4 仿真结果分析

本节分别对并联型有源电力滤波器补偿三相对称非线性负载、三相对称非线性负载突变和三相不对称负载三种情况进行了仿真研究，仿真结果表明所设计的并联型有源滤波器对谐波电流具有很好的补偿作用，具有很好的动态补偿特性。

5.4 实验

5.4.1 实验条件

针对前面所述，系统对并联型有源滤波器的谐波检测部分在实验室进行了实验研究。图5.13中非线性负载为三相二极管桥式整流器，其直流侧带24欧功率电阻。变流器主电路采用 PM25CLA120 型 IPM 模块，附以驱动电源、光耦隔

58

第五章 仿真与实验

离、直流侧电容、注入电感等构成整个有源电力滤波器主电路。所需的电压、电流信号经传感器转化为 DSP 可以直接接收的电压信号，供 DSP 采集和控制使用。

A相电压同步正余弦信号电网ialiblicliaibic−非线性负载A/D变换谐波电流计算*ia*ib+−ic*A/D变换++−XXX并联型有源电力PWM驱动信号滤波器主电路

驱动光电隔离电路控制信号PWM控制算法图5.13 实验系统结构图

主电路的直流侧电容电压由另一三相二极管整流滤波提供。下面实验主要针对DSP控制电路部分进行。主要测试并联型有源滤波器的指令电流运算电路。

5.4.2 实验结果

本次实验是通过三相调压器获得线电压峰值为20伏的电压,负载为全桥二极管电感整流的阻感性电路。实验的波形通过DSP仿真器在code composer利用Graph功能观测得到,由于负载三相对称，取a相负载电流观测。

59

电流 (A) 内蒙古工业大学硕士学位论文

电流 (A) 电流 (A)

图5.14 a相电流实验波形（负载电流、基波电流、谐波电流波形） 时间t /s

5.4.3 实验结果分析

本文是采用基于三相瞬时无功功率理论的ip－iq谐波检测方法,利用TMS320LF2407A DSP 完成了对负载谐波电流的检测。从上面图5.14中可以看出在经过近一个周波的延时后,系统能够很好的检测出系统的谐波,得到基波接近于理想的正弦波。最后实验结果表明,这种谐波检测方法具有较好的实时性和准确性,能够满足并联型有源滤波器对谐波检测的要求。

60

第六章 结论与展望

第六章 结论与展望

本文首先阐述了电网中的谐波及其抑制技术，分析了电能质量控制技术尤其是并联型有源电力滤波器的研究背景和研究意义，然后介绍了并联型有源电力滤波器基本工作原理和采用的检测方法以及相应的控制策略，分别对基于DSP的全数字控制系统的软件和硬件进行了设计和实现，并提出了一种适合在定点DSP上实现的定时比较的PWM快速算法。最后，本文通过仿真和实验，给出了相应的仿真和实验结果。

󰂋 总结本文内容，可以得到以下结论：

1) 基于DSP的全数字控制系统具有模拟控制系统所不能比拟的优越性，设计

简单、系统升级方便，可以用来试验多种控制算法；本文采用了以瞬时无功功率理论为基础的ip-iq谐波检测算法，能够很好地实时检测信号中的谐波成分。

2) 本文通过对在实现谐波检测中的低通滤波器的对比研究，采用了一种基于

动态循环缓存的平均值滤波器，通过仿真和实验结果表明该低通滤波器都取得了很好的效果。

3) 本文的数字控制系统硬件、软件结构设计合理，可以实现对并联型有源电

力滤波器的有效实时控制。本文提出的实现定时比较PWM的算法快速而且有效,适合在定点DSP上实现。

󰂋 由于时间和个人能力所限，本文还需要在以下方面进行改进和深入研究：

1) 完善主电路的设计，特别是驱动电源、散热器的选择以及IPM所需的吸收

缓冲电路的设计。 2) 在现有的硬件平台上实现其它的PWM的算法，对比采用一种效果更好的

控制策略。同时，在满足实时性要求的基础上，提高一个工频周期内采样点的个数。 3) 展开大容量、实用化的基于DSP的并联型有源电力滤波器的研究，探索工

程化方法。

61

内蒙古工业大学硕士学位论文

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内蒙古工业大学硕士学位论文

致 谢

本论文是在导师李含善教授的精心指导下完成的。渊博的知识、敏锐的

思维、严谨的治学态度、勤恳的工作作风都令我终生获益。三年来，在传授我大量专业知识的同时，还教会我对待科学问题的态度，研究问题的方法以及如何进行科学研究工作，这些是我研究生学习中获得的最宝贵的财富。谨此论文完成之际向致以衷心的感谢和最诚挚的敬意!

在此，还要感谢任永峰老师在课题设计过程中提供的无私的帮助和悉心指导!感谢本课题组同学们的热情帮助!同时感谢2006届研究生张晓新、云平平、赵强等同学在这三年期间给我的帮助和支持!

向三年来所有关心、支持和帮助我的老师、同学和朋友表示感谢!

感谢我的家人和女友，给我以不断鼓励和无私支持，使我顺利完成学业和学位论文!

66

内蒙古工业大学硕士学位论文

作 者 简 介

姓 名：丁海波

性 别：男

出生年月：1978.7.25 学 历：研究生 工作经历：

出生地：吉林.四平 学 衔：硕士

1999.7 -　 2001.10 沈阳东宇集团电力自动化分公司 硬件开发 2001.10 -　 2003.8 沈阳华新国际网络集团公司 软件开发 在学期间发表论文:

[1] 丁海波, 李含善,任永峰,赵卫东． 并联型有源电力滤波器谐波检测的DSP实现． 电力

科学与工程,2006(2) ．

[2] 任永峰, 李含善,赵卫东,丁海波． 基于小波变换的并联混合型电能质量控制器研

究． 电力系统及其自动化学报．

[3] 赵卫东，李含善，任永峰，丁海波． 统一电能质量控制器的研究． 电力科学与工程，

2006（2）．

主要研究方向:电能质量；有源电力滤波器技术．

67